ترانس 220به 24-ترانس220 به 12-ترانس 380

در سالهای اخیر انواع گسترده ای از IC ها که عملکردهای پیچیده تر را در یک منبع تغذیه امکان پذیر و آسان می کند به بازار عرضه شده است.

پس از انتخاب آرایش و سطح انتظارات برای تهیه یک طرح دلخواه انتخاب بهترین IC کنترل کننده باید انجام گیرد. علی رغم اختلافات فراوان شباهتهای بسیاری بین این IC ها وجود دارد.

موارد زیر در اغلب آنها مشترک است:

1- یک نوسان ساز که در فرکانس پایه کار می کند و موج مثلثی جهت استفاده در PWM را تولید می کند.

2- راه انداز خروجی که توان کافی را جهت بکارگیری در مقاصد کم و متوسط ( میانه ) تولید می نماید.

3- ولتاژ مبنا که ولتاژ پایه را جهت مقایسه خروجیها و همچنین یک ولتاژ پایدار برای سایر بخشها تولید می کند.

4- تقویت کننده ولتاژ خطا که با بهره بالا ولتاژ مقایسه ای را بین ولتاژ خروجی و ولتاژ مبنای پایدار تامین می کند.

5- یک مبدل خطا یا مبدل ولتاژ به عرض پالسی که D.C خروجی را متناسب با سطح ولتاژ خطا تنظیم می کند.

اینها بلوکهای اصلی یک تراشه مدولاسیون عرض پالس ( PWM IC ) را تشکیل می دهند.

بخشهایی که در یک سطح بالاتر کاری ممکن است لازم باشند عبارتند از:

1- یک تقویت کننده جریان اضافی که تغذیه را در شرایط غیر طبیعی در ارتباط با بار حفاظت می کند.

2- یک مدار شروع نرم که مطابق نامش برای راه اندازی نرم خروجی بکار می رود.

3- کنترل کننده زمان مرده که حداقل عرض پالس PWM را کنترل می کند و از هدایت همزمان دو ترانزیستور ممانعت بعمل می آورد.

4- یک ناظر ولتاژ حداقل که از شروع بکار کردن مدار در شرایطی که ولتاژ نامناسبی در ورودی وجود دارد جلوگیری می کند.

برای شروع پروسه طراحی نخست باید توپولوژی مدار مورد نیاز مناسب انتخاب شود ( اینکه یک یا دو راه انداز در خروجی داشته باشیم ) و بدین صورت نیازهای اولیه IC را تعیین می کنیم.

کنترل کنندهای با یک سر خروجی تنها یک سوئیچ قدرت و انواع دوگانه دو سوئیچ قدرت را تحت کنترل خود دارند. کنترلرهای با دو خروجی در توپولوژی های نیم پل و تمام پل و پوش پول بکار می روند.

IC های مجهز به دو خروجی مضاعف دارای یک بخش اضافی به نام حافظ پالس دوگانه هستند تا یک سوئیچ قدرت نتواند دو بار پیاپی روشن شود ( که به اشباع تراسفورمر منجر شود ). عامل دوم نوع سوئیچ قدرت بکار گرفته شده است. بعضی از IC های PWM ترانزیستور خروجی برای راه اندازی دارند که اینها برای راه اندازی ترانزیستورهای دو قطبی لازم است و امکان دارد ترانزیستور کمکی خروجی هم لازم باشد.

برای ماسفتهای قدرت طرح توتم پل بهترین انتخاب است. این راه اندازهای خروجی برای هدایت ترانزیستورها ایده آال هستند همچنین جهت تامین جریانهای شارژ و دشارژ خازنهای گیت لازم هستند. بعلاوه هر یک از ترانزیستورهای خروجی توان هدایت هر ترانزیستور را با حداقل قطعات دارند.

بطور کلی در IC های PWM سه نوع حالت کنترل وجود دارد که عبارتند از:

1- حالت ( نوع ) کنترل شبه رزونانسی

2- حالت ( نوع ) کنترل ولتاژ

3- حالت ( نوع ) کنترل جریان

1-5: حالت ( نوع ) کنترل شبه رزونانسی:

منابع تغذیه سوئیچینگ شبه رزونانسی تکنولوژیی هستند که شکل موجهای هدایت سوئیچهای قدرت را به شکل سینوسی شکل می دهند. این تضمین می کند که در طی نوسانات سوئیچینگ حاصلضرب ولتاژ و جریان برابر صفر باشد. به عبارت دیگر تلفات سوئیچینگ در نیمه هادی برابر صفر است.

این انواع مبدل از یکی از روشهای کنترل زیر بهره می گیرند:

1- زمان روشن ثابت و زمان خاموش متغییر برای جریان سوئیچ برابر صفر

2- زمان خاموشی ثابت و زمان روشن متغییر برای ولتاژ سوئیچ برابر صفر

کنترل بوسیله تغییر تعداد چرخه های هدایت رزونانسی بار خروجی در ثانیه انجام می گردد. IC های کنترل کننده ای به بازار عرضه شده اند که نیازمندیهای این نوع تغذیه را تامین می کنند. یک IC کنترل رزونانسی نمونه را می توان در شکل ( 1-5 ) پیدا کرد. بعضی از انواعی که اخیرأ عرضه شده اند عبارتند از:

MC34066 ZCS

LD405 ZCS

UC3860 ZCS

شکی نیست که در آینده نزدیک انواع بیشتری هم ارائه خواهد شد.

2-5: حالت ( نوع ) کنترل ولتاژ:

این روشی بود که در اولین منابع تغذیه سوئیچینگ و برای سالهای زیادی در صنعت استفاده می شد. مدل پایه این حالت در شکل ( 2-5 ) نشان داده شده است.

از مشخصات اصلی این روش وجود یک مسیر فیدبک به همراه مدولاسیون عرض پالس ( مقایسه یک ولتاژ خطا با یک شکل موج دندان اره ای ) می باشد و محدود کردن جریان باید بصورت جداگانه ای صورت گیرد.

مزیتهایی را که این نوع تکنیک کنترل شامل می شود عبارتند از:

1- طراحی و تجزیه و تحلیل یک حلقه فیدبک راحتر است.

2- یک موج دندان اره ای با دامنه بزرگ حد نویز خوبی را به منظور پایداری ایجاد می کند.

3- رگولاسیون بار به خوبی صورت می گیرد.

معایبی را که حالت کنترل ولتاژ دارا می باشد عبارتند از:

1- هر تغییری در خط یا بار ابتدا بصورت تغییر در ولتاژ خروجی حس می شود وسپس توسط حلقه فیدبک تصحیح می گردد که این عمل معمولأ به کندی صورت می گیرد.

2- جبران سازی پیچیده تر است بخاطر اینکه بهره حلقه فیدبک با ولتاژ ورودی تغییر می کند.

3- فیلتر خروجی منابع معمولأ دو قطب به حلقه کنترل اضافه می کنند که بنابراین افزودن یک قطب مسلط فرکانس پایین و یا یک صفر به تقویت کننده خطا را برای جبران سازی موجب می شود. حالت کنترل ولتاژ هنگامی می تواند انتخاب مفیدی باشد که:

1- امکان تغییرات بار در خروجی وجود داشته باشد.

2- در شرایط کم بار که دامنه شکل موج جریان خیلی کم است برای پایداری عملکرد PWM.

3- کاربردهایی که در آن از پیچیدگیهای موجود در حلقه فیدبک دوتایی و یا جبران سازی شیب ( برای Duty Cycle بیشتر از 50% در حالت کنترل جریان ) باید جلوگیری شود.

4- توانهای بالا یا کاربردهای دارای پارازیت که نویز را روی شکل موج جریان سخت می توان کنترل کرد.

5- چندین ولتاژ خروجی مورد نیاز است.

6- رگولاتورهایی با کنترل از طریق ثانویه که در آنجا عامل واکنش اشباع شدنی وجود دارد.

چند کنترلر نمونه تک خروجی و جفت خروجی در اینجا فهرست شده اند:

Single Ended Controllers: Double Ended Controllers:

SG1524 SG1525/26/27

MC34060 TL494/495

UA78S40

MC34063

3-5: حالت ( نوع ) کنترل جریان:

تمام معایبی که برای حالت کنترل ولتاژ گفته شد توسط حالت کنترل جریان قابل حل است. دیاگرام پایه این حالت در شکل ( 3-5 ) نشان داده شده است. همانطور که از شکل پیداست در اینجا اسیلاتور فقط وظیفه شکل موجی با فرکانس ثابت را دارد وبجای شکل موج دندان اره ای در نوع کنترل ولتاژ نمونه ای از جریان خروجی بکار می رود.

مزایایی را که این روش کنترل به همراه دارد عبارتند از:

1- از آنجاییکه شیب جریان سلف با اختلاف ولتاژ ورودی و خروجی متناسب است بنابراین پاسخ تاخیردار ناشی از حس ولتاژ خروجی و تغییرات بهره حلقه در اثر تغییر ولتاژ ورودی حذف می شود.

2- بدلیل اینکه تقویت کننده خطا برای فرمان دادن جریان خروجی بیشتر بکار می رود تا ولتاژ خروجی بنابراین تاثیر سلف خروجی بر حلقه کمترین مقدار شده و فیلتر خروجی فقط یک قطب به حلقه فیدبک اضافه می کند. بنابراین جبران سازی ساده تری صورت گرفته و پهنای باند بیشتری حاصل می شود.

معایبی را که برای حالت کنترل جریان می توان برشمرد عبارتند از:

1- وجود دو حلقه فیدبک آنالیز مدار را مشکلتر می کند.

2- حلقه کنترل در D.C بیشتر از 50% ناپایدار می شود مگر آنکه توسط مداری که جبران کننده شیب نام دارد جبران شود. این جبران ساز باید به حلقه کنترل اضافه شود.

3- از آنجاییکه مدولاسیون کنترل توسط نمونه ای از جریان خروجی صورت گرفته است تشدیدهایی در رگولاتور می تواند نویزهایی را وارد حلقه کنترل کند.

4- اسپایکهای لبه شکل موج جریان منبع نویز دیگری هستند که در اثر خازنهای ترانسفورمر و جریان بازیافت یکسوکننده خروجی رگولاتور ایجاد می شوند.

5- با کنترل جریان رگولاسیون بار به خوبی صورت نمی گیرد.

حالت کنترل جریان زمانی می تواند انتخاب خوبی باشد که:

1- خروجی منبع تغذیه بصورت یک منبع جریان یا یک ولتاژ خروجی خیلی بزرگ با شد.

2- پاسخ دینامیکی سریعتری برای یک فرکانس سوئیچینگ داده شده نیاز باشد.

3- کاربرد ما در یک مبدل DC to DC باشد در حالیکه تغییرات ولتاژ ورودی زیاد است.

4- در کاربردهایی که قابلیت موازی شدن با بار وجود دارد.

5- در مدارات پوش پول زمانیکه تعادل فلوی ترانسفورمر مهم است.

6- در کاربردهای ارزان قیمت که حداقل قطعات مورد نیاز است.

فهرست بعضی کنترلرهای نوع جریان در اینجا آمده است:

Single Ended Controllers: Double Ended Controllers:

UC3842/43/45 CU3825

MC34129 UC46/56

MC34065 UCC/28/3806

CA1523/24 UCC/28/3806

IC كنترل جریان TC170 از سری تراشه های كم مصرف و مناسب برای منابع تغذیه سوئیچینگ و مبدلهای DC به DC و كنترل موتورها می باشد. دیاگرام پایه این IC در شكل ( 11-5 ) نشان داده شده است.

از جمله ویژگیهای این تراشه عبارتند از:

1- خروجیهای مضاعف و توتم پل برای درایو كردن ترانزیستورهای MOSFET و BJT و دارا بودن زمان صعود و نزول ns 50 ( در بار pF 1000 ) كه موجب می شود توان ترانزیستورهای خروجی كاهش پیدا كند.

شکل 11-5
 

2-راه اندازی با تکنولوژی CMOS تا حداكثر جریان mA 3.8

3- دارا بودن صف كاملی از مدارات محافظ

4- تقویت كننده حس جریان تفاضلی و محدودیت جریان قابل برنامه ریزی

5- عملكرد فركانسی تا kHz 200

6- سازگاری پایه ها با IC های UC1/2/3846

7- دو یا چند كنترلرهای TC170 می توانند بصورت SLAVE و در حالت موازی و از یک نوسان ساز داخلی یا نوسان ساز خارجی بصورت MASTER عمل كنند.

شكل ( 12-5 ) نحوه اتصال Rt و Ct را برای تنظیم فركانس و شکل ( 13-5 ) رابطه فرکانس با قطعات Rt و Ct را برای IC نشان می دهد.

فركانس نوسان ساز در PWM از رابطه زیر بدست می آید:

Fo = [[1.27/(Rt×Ct)]-[2800/(Rt²×Ct)]][Ct/[Ct+150 (p)]]

مقاومت Rt بین 5 تا 50 كیلو و خازن ‍Ct بین 250 تا 1000 پیكو فاراد می تواند انتخاب شود. رابطه زمان مرده تراشه نیز بصورت زیر است:

Td = [2000Ct/[1-(2.3/Rt)]]

همانطوری كه مشاهده می شود ماكزیمم D.C توسط زمان مرده تنظیم می شود.

محدود كردن جریان در این PWM مانند شكل ( 14-5 ) صورت می گیرد.

رابطه پیک جریان محدود شونده بصورت زیر است:

Is = (V1-0.75)/3.15Rs V1 = Vref[R2/(R2+R1)]

ابتدا R1 باید انتخاب شود .ترکیب مدار shut down برای 50A و برای مقدار بزرگتر از 125A این کار صورت می گیرد.

چنانچه افزایش جریان بیش از حد باعث بیشتر شدن ولتاژ پایه ناوارونساز آپ امپ داخل تراشه از ولتاژ v1 گرددخروجی ها غیرفعال می گردند.

با اعمال سیگنالی بزرگتر از 350mV به پایه 16 تراشه (حالت shut down) نیز خروجی ها غیر فعال می گردند.پاس ورودی باید حداقل 500ns عرض و 1v دامنه داشته باشد تا تاحیر انتشار از ورودی به خروجی حداقل گردد.(کمتر از 600ns شود).

در این IC هرگاه ولتاژ ورودی بیشتر از 7.7V شود عملکردUVLO غیرفعال شده و ترانزیستور Q4 مطابق شکل (شکل 11-5)خاموش می گردد.

پس از این حالت و با قرار دادن خازنی در پایه 1 می توان از قابلیت راه اندازی نرم soft start در تراشه استفاده کرد.با شارژ خازن PWM از کمترین D.C و کمترین جریان شروع بکار میکند تا ولتاژ خروجی مدار به حد دلخواه برسد.

حالت کنترل جریان توسط این IC از طریق تقویت کننده حس جریان (با بهره 3/15 و حد اکثر ولتاژ ورودی تفاضلی 1/1 ولت و محدوده ولتاژ ورودی مد مشترک از صفر تا Vin ولت3 ) صورت میگیرد.

شکل زیر حالت های مختلف کنترل جریان را نشان میدهد. همان طور که مشاهده می شود در حالتیکه یک سر RS به زمین وصل است.در این صورت یک فیلتر RC حهت از بین بردن اسپایک های تولید شده در شکل موج جریان توسط ظرفیت خازنی موجود در کلکتور ترانزیستور قدرت مدار به کار میرود.یا در حالتی که مقاومت حس کننده جریان RS به زمین اتصال ندارد و یا حالتی که از یک ترانسفورمر استفاده میشود. جهت کاهش توان تلفاتی در RS و ایزولاسیون مناسب- هر چند گرانتر شدن و افزایش پیچیدگی مدار از معایب ان به شمار می اید.شکل های مختلف کنترل جریان توسط TC170 هستند.بمنظور کاهش تاخیر انتشار از ورودی تراشه به تقویت کننده جریان و خروجی شیب باید جریان حس شونده 1 میکرو ثانیه در کمترین عرض باشد در اینصورت تاخیر بین 300 تا 400 میکرو ثانیه خواهد بود.ویژگی قفل حالت زیر ولتاژ (UVLO) در این PWM برای ولتاژ کمتر از 7/7 ولت عمل میکند.(مقدار هیسترزیس 0/75 ولت است)یعنی در ولتاژ ورودی کمتر از این مقدار خروجی های IC غیر فعال میگردند. در این صورت دیگر نیازی به استفاده از خازن در پایه (15) ولتاژ ورودی، برای کاهش نوسانات ولتاژ نیست.

این IC از جمله PWM های عرضه شده با کنترل جریان و انتخابی مناسب و بهینه برای کاربردهای OFF LINE و DC به DC می باشد. شکل

( 17-5 ) دیاگرام داخلی این تراشه را نشان می دهد. از جمله ویژگیهای این تراشه عبارتند از:

1- عملکرد فرکانسی تا MHz 1

2- جریان راه اندازی کمتر از Aµ 120 برای IC

3- قابلیت درایو کردن ترانزیستورهای خروجی PWM با جریان بالا

شکل ( 17-5 ) دیاگرام داخلی تراشهL5991/1A

4- زمان وظیفه قابل برنامه ریزی ( 100% و 50% برای حداکثر محدودیت )

5- عملکرد حالت STANDBY

6- عملکرد حالت راه اندازی نرم ( SOFT START ) قابل برنامه ریزی

7- ایجاد فواصل خالی به مدت ns 100 برای استفاده در حالت حس جریان

8- غیر فعال کردن تراشه با اعمال ولتاژ خارجی

توسط پایه 1 ( SYNC ) در این تراشه می توان IC های دیگر را همزمان کرد ( MASTER ). در این صورت پالس مثبتی در لبه پایین رونده نوسان ساز داخلی در این پایه تولید می شود. عملیات همزمانی بوسیله یک سیگنال خارجی می تواند صورت گیرد ( SLAVE ). دراین حال فرکانس نوسان ساز داخلی باید کمتر از فرکانس CLOCK خارجی باشد ( بطور نمونه 10 تا 20% ).

عملکرد فرکانسی مانند شکل ( 18-5 ) توسط دو مقاومت RA و RB و یک خازنCT

شکل ( 18-5 ) نحوه اتصال قطعات نوسان ساز

در دو حالت کار عادی و STANDBY قابل تنظیم است. خازن از طریق RA و RB در حالت نرمال و از طریق RA در حالت STANDBY ( با خاموش شدن ترانزیستور Q1 ) شارژ می شود. روابط فرکانس در حالت نرمال و STANDBY بصورت زیر است:

Fosi = 1/[Ct×[0.693×(RA||RB)]+Kt]

Fsb = 1/[Ct×(0.693×RA)+Kt]

Kt = 90 ( V15 = Vref ) Kt = 160 ( V15 = GND/OPEN )

باید توجه داشت که نسبت Fosi/Fsb نبایستی بیشتر از 5.5 شود.

زمان مرده مدار نیز از رابطه زیر حاصل می شود:

+(Kt×Ct) Td = 30×

کنترل زمان وظیفه در این PWM با اعمال ولتاژی بین 1 تا 3 ولت به پایه 3 ( DC ) صورت می گیرد. به شکل ( 18-5 ) توجه کنید. ماکزیمم زمان وظیفه بین صفر تا Dx ( که توسط پایه 15 تعیین می شود ) می تواند باشد. با باز گذاشتن این پایه داریم: Dmax = Dx رابطه ولتاژ پایه 3 بصورت زیر است:

V3 = 5-

Dmax از مقایسه بین V3 و شکل موج نوسان ساز داخلی معین می شود. در صورت استفاده از یک سیگنال خارجی برای همزمانی داریم:

V3 = 5-4×exp[-Dmax/[Rt×Ct×Fexternal]]

Dx با ولتاژی که به پایه 15 ( DC-LIM ) داده می شود تعیین می شود و فرمول آن بصورت زیر است:

Dx = Rt/(Rt+230)

اگر این پایه بجای وصل شدن به Vref به زمین وصل شود یا مدارباز باشد داریم:

Dx = Rt/(2Rt+260)

تقویت کننده خطا دراین IC دارای SLEW RATE بالایی بوده و جبران سازی نیزبین پایه 5 ( Vfb ) این تقویت کننده و پایه 6 ( Comp ) صورت می گیرد.

عملکرد راه اندازی نرم دراین تراشه توسط اتصال خازنی به پایه 7 ( SS ) صورت می گیرد. خازن تا حداکثر ولتاژ V 7 شارژمی شود. دراین مدت خروجی تقویت کننده خطا ( E.A ) بصورت خطی واز صفر شروع به بالا رفتن می کند تا به یک حالت پایدار که توسط حلقه فیدبک تعیین می شود برسد. ماکزیمم زمان راه اندازی نرم ( معمولا درحد میلی ثانیه ) بصورت زیراست:

Tss = (3Rs×Ipeak)/(Issc×Css)

در این رابطه Ipeak جریان پیک مقاومت حس کننده جریان و Issc منبع جریان داخلی IC برای شارژ خازن راه اندازی می باشد. در حالتی که ولتاژ پایه 13 ( Isen ) بیشتر از1.2 ولت گردد ( حالت HICCUP نامیده می شود ) تراشه خاموش گشته و خازن راه اندازی نرم وقسمت راه اندازی باعیب ( FAULT S.S ) شروع به کار می کنند. شکل ( 19-5 ) نمودار زمانی این حالت را نشان می دهد.

در دیاگرام داریم:

Thic = 4.5×[1/Issc+1/Issd]×Css

کارکرد بخش UVLO دراین IC برای ولتاژهای OFF و ON ( V 10–V 15 ) و توسط تر یگراشمیت داخلی PWM صورت می گیرد. همانطور که در شکل ( 17-5 ) نشان داده شده است دیود زنر V 25 از اعمال ولتاژهای بیش از حد به تراشه جلوگیری می کند.

بخش خروجی IC قابلیت درایو کردن ترانزیستورهای BJT با پیک جریان A 1.6 برای برون دهی و A 2 برای درون دهی ( SINK ) را دارد. درایو ترانزیستورهای MOSFET قدرت با جریان A 1 نیز امکان پذیر است. تراتزیستورهای خروجی از یک زوج دارلینگتون ( بصورت NPN ) ویک ترانزیستور VDMOS بصورت توتم پل تشکیل شده اند. بنابراین نیازی به استفاده از دیود در پایه 10 ( OUT ) جهت جلوگیری از منفی شدن ولتاژ این

شکل ( 19-5 ) نمودار زمانی عملکرد HICCUP

پايه نیست. وجود دیودزنر V 13 دربیس BJT و GATE ترانزیستور MOS امکان بکارگیری ولتاژهای بالاتر در پایه 9 ( Vc ) را بدون خطر آسیب دیدگی موجب می شود. در شرایط UVLO پایه 10 در ولتاژپایین نگهداشته می شود.

پایه 11 ( PGND ) زمین قدرت مدار می باشد وپایه 12 ( SGND ) نیز زمین سیگنال بوده و تمام اتصالات بخشهای خارجی به این پایه متصل می گردند.

قابلیت کنترل و محدود کردن جریان در این PWM با اتصال یک مقاومت حس کننده جریان Rs بین پایه 13 ( Isen ) و زمین صورت می گیرد. در صورتیکه ولتاژ پایه 13 به V 1.2 برسد IC غیرفعال می گردد وبنابراین داریم:

Imax = 1.2 (V)/Rs

درحالت حس جریان نیز رابطه ای به شکل زیر داریم:

Ip = (Vcomp-1.4)/3Rs

شکل ( 20-5 ) شمای داخلی قسمت حس جریان

در فرمول فوق Vcomp ولتاژ خروجی تقویت کننده خطا است.

برای مصونیت درمقابل نویز ( بطور عمده اسپایکهای موجود در لبه شکل موج جریان حس شونده ) یک فاصله خالی به مدت ns 100 بصورت نشان داده شده در شکل ( 20-5 ) برای کاهش یا صاف کردن خروجی فیلتر RC بکاربرده شده بعداز مقاومت Rs (جهت کاهش اسپایک جریان ) بسیار مفید واقع می شود.

ازطریق پایه 14 ( DIS ) و با اعمال یک ولتاژ بیشتر از V 2.5 می توان تراشه را غیر فعال کرد. برای RESTART کردن تراشه می بایست ولتاژ پایه 8 ( Vcc ) زیر آستانه UVLO کشیده شود. ازاین پایه برای حفاظت در مقابل OVERVOLTAGE نیز می توان بهره گرفت.

عملکرد حالت STANDBY انتخاب بهینه ای برای مبدلهای فلای بک می باشد. این عملکرد در شرایط کم بار وبا کاهش فرکانس نوسان ساز داخلی رخ می دهد. این حالت با افزایش بار از یک آستانه معین از بین می رود. شکل ( 21-5 ) نمودار و دیاگرام این حالت را نشان می دهد.

شکل ( 21-5 ) دیاگرام حالت STANDBY در تراشه

تراشه های UC3842/3/4/5 انتخاب خوب و بهینه ای برای منابع تغذیه OFF LINE و DC به DC می باشند. شكل ( 4-5 ) دیاگرام پایه این خانواده را نشان می دهد.

از ویژگیهای این خانواده عبارتند از:

1- راه اندازی با جریان كمتر از mA 1

2- دارا بودن یک ولتاژ مرجع مطمئن و دقیق برای استفاده در ورودی تقویت كننده خطا

3- قابلیت محدود كردن جریان

4- دارا بودن ترانزیستورهای خروجی با توانایی درایو كردن MOSFET های نوع N یا ترانزیستورهای BJT در جریان های با پیک بالا

5- عملكرد تا فركانس kHz500

6- دارا بودن قابليت قطع در صورت كافی نبودن ولتاژ ورودی ( UVLO )

تفاوت اساسی بين IC های اين خانواده در آستانه UVLO و زمان وظيفه ( D.C ) آنها می باشد كه در شكل ( 5-5 ) مقادير آنها برای تراشه های مختلف اين گروه داده شده است.

شكل ( 6-5 ) عملكرد بخش UVLO را بصورت حلقه هيسترزيس نشان می دهد. همانطور كه در شكل ديده می شود پس ماندی برابر 5 ولت در اثر نوسانات Vcc در نظر گرفته شده است. همانطوری كه گفته شد ماكزيمم D.C برای UC3842/3 به 100% و برای UC3844/5 به 50%

( توسط يک فليپ فلاپ نوع T كه در داخل IC وجود دارد ) محدود می شود. برای عملكرد بهينه در تراشه زمان مرده ( Dead Time ) نبايد از 15% پريود نوسان ساز داخلی تجاوز كند.

همچنين داريم:

D.C (max) = 1-(tdead-T) ( UC3842/3 )

D.C (max) = 1-(tdead-2T) ( UC3844/5 )

برای انتخاب مقادير Rt و Ct ابتدا بايد زمان مرده مدار مشخص گردد و سپس نزديكترين مقدار استاندارد خازن Ct از طريق شكل ( 7-5 ) بدست آيد. با داشتن فركانس مورد نياز برای مدار و مقدار Ct مقاومت Rt با استفاده از فرمول زير بدست می آيد:

Fosi (kHz) = 1.72/[Rt (kΩ)×Ct (µF)]

بايد توجه داشت كه IC های UC3844/5 دارای يک مقسم بر 2 بوسيله دو فليپ فلاپ برای داشتن ماكزيمم زمان وظيفه ( D.C ) 50% هستند. بدين دليل فركانس نوسان ساز داخلی بايد دو برابر فركانس سوئيچينگ مورد نظر انتخاب شود.

شكل ( 8-5 ) نمونه ای از قابليت كنترل جريان در اين خانواده از IC های PWM را نشان می دهد.

همانطور كه در شكل ديده می شود ابتدا جريان به ولتاژ تبديل شده و سپس به فيلتر پايين گذر ( RC ) يا ترانسفورمر داده شده و بعد وارد تراشه می شود. دليل استفاده از فيلتر يا ترانسفورمر جلوگيری از اسپايكهای موجود در لبه شكل موج جريان ( كه به خاطر ظرفيت خازنی در كلكتور ترانزيستور قدرت مدار بوجود می آيد ) می باشد. اگر اين حالت گذرا تضعيف نشود می تواند بصورت دائمی پالس خروجی PWM را حذف كند. ثابت زمانی مدار RC بايد تقريبأ برابر طول مدت وجود اسپايک باشد ( معمولأ چند صد نانو ثانيه كافی است ). در حالت استفاده از فيلتر رابطه پيک جريان حس شونده بصورت زير است:

Ip = (Vc-1.4)/3Rs

در فرمول فوق Vc ولتاژ خروجی تقويت كننده خطا ( E.A ) می باشد.

با بكارگيری ترانسفورمر قبل از فيلتر تلفات توان در مقاومت Rs و خطاهايی كه بوسيله جريان مبنا ايجاد می شود كاهش يافته و يک نوع ايزولاسيون خوب نيز انجام می شود.

در اين حالت نيز رابطه پيک جريان حس شونده بصورت زير می با شد:

Ip = N(VR/Rs) = N(Vc-1.4)/3Rs

در صورت استفاده از قابليت محدود سازی جريان چنانچه ولتاژ پايه 3 از IC به يک ولت برسد پيک جريان ( بدون ترانسفورمر ) بصورت زير معين می شود:

Imax = 1 (volt)/Rs

يكی از پايه های تقويت كننده در تراشه به ولتاژ V 2.5 با 2% خطا وصل بوده و از طریق پایه شماره 2 و پايه شماره 1 جبران سازی بصورت خارجی و برای كنترل كردن پاسخ فركانسی حلقه بسته مدار صورت می گيرد.

شكل ( 9-5 ) يک نوع جبران سازی برای پايداری در هر نوع توپولوژی با كنترل جريان بجز مبدلهای فلای بک و بوست را نشان می دهد. اجزای Zf قطبی را به حلقه فيدبک اضافه می كنند كه صفر حاصل از خازن فيلتر خروجی مدار را از بين می برد.

رگولاتورهای بوست و فلای بک صفری در نيمه راست صفحه مختلط و در تابع تبديل شان دارند. يک نمونه جبرانسازی برای اين مبدلها با هدف توليد قطبی توسط Cp و Rp در شكل ( 9-5 ) نشان داده شده است.

تقويت كننده خطا در اين تراشه ها می تواند جريان برون دهی تا mA 0.5 و درون دهی ( SINK ) تا mA 2 را داشته باشد. ضمنأ يک محدوديتی برای مقاومت Rf ( در قسمت جبرانساز ) بصورت زير داده شده است:

Rf (min) = [VE.A (max)-2.5]/0.5 (mA) = 7 (kΩ)

خروجی های UC3842/3/4/5 بصورت توتم پل بوده ( و SINGLE ENDED ) بوده و قابليت درايو كردن گيت ترانزيستورهای MOSFET با جريان پيک Amp 1 و BJT با جريان متوسط mA 200 را دارند. قرار دادن مقاومتی در خروجی ترانزيستورهای توتم پل برای محدود كردن جريان لازم جهت درايو MOSFET ها و BJT ها لازم است.

بدون اين مقاومت پيک جريان توسط dV/dt ترانزيستورهای توتم پل و خازن ترانزيستور خروجی معين می شود.

همچنين با بكارگيری يک ديود شوتكی در خروجی IC از منفی شدن ولتاژ خروجی كه باعث ناپايداری PWM می شود می توان جلوگيری كرد.

سری خانواده تراشه های UC3842/3/4/5 قابليت همزمانی ( استفاده از فركانس نوسان ساز خارجی بجای نوسان ساز داخلی ) را دارا می باشند. ساده ترين تركيب مداری در شكل ( 10-5 ) نشان داده شده است. البته بايد توجه داشت كه فركانس نوسان ساز داخلی بايد كمتر از فركانس پالس خارجی باشد ( بطور نمونه 20% فركانس خارجی با دامنه V 0.5 ).

PWM ها می توانند به يک CLOCK آنالوگ يا ديجيتالی ( مثل تراشه 555 يا يک ميكروپروسسور با برنامه نرم افزاری ) بصورت شكل ( 10-5 ) متصل شوند.

این IC از جمله PWM هایی است که قابلیت کار با ولتاژ ورودی بالا رادارد و برای انواع مبدلهای با توپولوژی تک خروجی ( SINGLE ENDED ) مناسب است. شکل ( 16-5 ) دیاگرام پایه این IC را نشان می دهد. از جمله ویژگیهای این تراشه عبارتند از:

شکل ( 16-5 ) دیاگرام داخلی تراشه LM5020 – 1/2

1- راه اندازی ( SOFT START ) قابل برنامه ریزی

2- توانایی جریان دهی خروجی تا پیک A 1

3- ماکزیمم زمان وظیفه 80% برای LM5020 – 1 و 50% برای LM5020 – 2

4- قابلیت برنامه ریزی قفل زیر ولتاژ ( UVLO ) توسط هیسترزیس قابل تنظیم

5- جبران سازی بسیار ساده و آسان ( لازم بذکر است که در تراشه LM5020 – 1 جبران سازی شیب نیز وجود دارد ).

6- توانایی کارکرد تا فرکانس MHz 1 با تاخیر انتشار کمتر از ns 100

LM5020 شامل یک رگولاتور ولتاژ بالای داخلی است که اجازه اتصال پایه Vin را مستقیمأ به ولتاژ خط تا V 100 می دهد. جریان خروجی رگولاتور به mA 15 محدود می شود. هنگامی که خازن اتصال داده شده خارجی (که در محدوده 0.1 تا µF 100 می تواند انتخاب شود ) در پایه Vcc با چنین جریانی شارژ می شود و به V 7.7 می رسد خروجی کنترلر فعال می شود تا زمانی که ولتاژ خازن به زیر 6 ولت برسد. در این صورت خروجی IC غیر فعال می شود. در کاربردهای معمول می توان از یک ترانسفورمر بهمراه دیود ولتاژی بیشتر از V 8 ( برای قطع رگولاتور داخلی تراشه ) در پایه Vcc تولید کرد و بدین صورت توان تلفاتی در کنترلر را کاهش داد.

عملکرد UVLO قابل برنامه ریزی از طریق اتصال یک مقسم ولتاژ مقاومتی بین پایه Vin و پایه UVLO و زمین صورت می گیرد.این مقاومتها طوری انتخاب می شوند که در حالت ولتاژ ورودی مطلوب ولتاژ پایه UVLO بزرگتر از 1.25 ولت باشد. وقتی که ولتاژ این پايه کمتر از V 1.25 شود منبع جریان µA 20 برای ایجاد پس ماند در مقسم ولتاژ جاری شده و ولتاژ پایه UVLO را بالا نگه می دارد تا جایی که کاهش ولتاژ ورودی خروج از حلقه هیسترزیس را باعث شده و PWM غیر فعال گردد.

فیدبک ولتاژ مدار به پایه Vfb وصل شده و جهت جبران سازی قطعات بین پایه Vfb و پایه COMP قرار داده می شوند.

محدود کردن و حس جریان توسط پایه CS صورت می گیرد. در صورتیکه ولتاژ این پایه بیشتر از 0.5 ولت شود خروجی تراشه قطع می شود ( قابلیت محدود کردن جریان ).

برای حس جریان ( جهت استفاده از قابلیت کنترل جریان این IC ) یک فیلتر RC بعد از مقاومت حس کننده قرار می گیرد تا نویزهای فرکانس بالا در لبه شکل موج جریان را کاهش دهد. ترانزیستور MOSFET موجود در پایه CS خازن قرار داده شده در این پایه را در پایان هر سیکل PWM دشارژ می کند. دشارژ خازن تا مدت ns 50 بعد از شروع سیکل جدید و برای تضعیف اسپایکهای لبه شکل موج جریان باقی می ماند.

مقایسه گرهای PWM و حس جریان در این IC خیلی سریع هستند و می توانند حتی به یک پالس نویز با زمان کوتاه پاسخ دهند. به همین دلیل انتخاب فیلتر RC و مقاومت حس کننده جریان باید به دقت صورت گیرد ( مثلأ خازن فیلتر باید خیلی نزدیک به کنترلر و مستقیمأ به پایه CS وصل شود ).

برای تنظیم فرکانس کافی است یک مقاومت بین پایه Rt و زمین قرار گیرد. تراشه LM5020 – 2 به صورت داخلی یک مقسم بر 2 فرکانسی دارد ( برای داشتن D.C حداکثر50% ). از اینرو فرکانس IC دو برابر فرکانس سوئیچینگ خروجی می باشد در حالیکه در LM5020 – 1 فرکانس تراشه با فرکانس سوئیچینگ خروجی یکسان است.

رابطه فرکانس و مقاومت Rt بصورت زیر است:

Rt = 1/[F×158×10¨¹²] (LM5020 – 1)

Rt = 1/[F×316×10¨¹²] (LM5020 – 1)

عملیات همزمانی ( SYNCHRONIZATION ) در این تراشه ها توسط اتصال یک نوسان ساز خارجی از طریق خازنی با ظرفیت pF 100 به پایه Rt ( و با فرکانس بیشتر از فرکانس نوسان ساز داخلی قرارداده شده بوسیله Rt ) صورت می گیرد. دامنه سیگنال خارجی باید بزرکتر از V 3.7 بوده و عرض آن بین 15 تا ns 150 باشد.

با استفاده از قابلیت راه اندازی نرم ( SOFT START ) در این IC می توان فشارها و ضربه های جریان در هنگام راه اندازی را کاهش داد. با اتصال خازنی در پایه SS این خازن با منبع جریان Aµ 10 در داخل تراشه با شیب ثابت شارژ می شود. در این حالت ولتاژ پایه COMP و زمان وظیفه پالسهای خروجی PWM محدود می شود.

حفاظت حرارتی در این IC بخوبی صورت گرفته است. وقتیکه درجه حرارت به 165 درجه سلسیوس برسد کنترلر به حالت کم توان (STANDBY) رفته و خروجیها غیر فعال می گردنند. این حالت تا زمان کاهش دما ادامه می یابد. پس از آن رگولاتور پایه Vcc فعال شده و حالت راه اندازی نرم شروع به کار می کند.

1-3: رگولاتور باک ( Buck ):

در یک رگولاتور باک مقدار متوسط ولتاژ خروجی Vout کمتر از ولتاژ ورودی Vin است. نمودار مدار یک رگولاتور باک که از یک MOSFET قدرت به عنوان سوئیچ استفاده می کند در شکل ( 1-3 ) نشان داده شده است که مشابه یک چاپر کاهش پله ای می باشد. طرز کار مدار را می توان به دو حالت تقسیم کرد.

حالت اول هنگامی آغاز می شود که ترانزیستور در t=0 روشن می شود. جریان ورودی که صعودی می باشد از سلف و فیلتر و مقاومت بار عبور می کند. حالت دوم هنگامی شروع می شود که ترانزیستور در لحظه t2 خاموش می شود به خاطر وجود انرژی ذخیره شده در سلف دیود هرزگرد هدایت می کند و جریان سلف به عبور از خازن و بار و دیود ادامه می دهد. جریان سلف تا زمان روشن شدن دوباره ترانزیستور در سیکل بعدی نزول می کند.

مدارهای معادل برای حالتهای مختلف کاری در شکل ( 1-3 ) نشان داده شده اند. شکل موجهای ولتاژو جریان نشان داده شده برای حالت پیوسته جریان در سلف می باشند. بسته به فرکانس کلیدزنی و اندوکتانس فیلتر جریان سلف می تواند ناپیوسته نیز باشد. رگولاتور باک ساده و بازده آن بیش از 90% است و فقط به یک ترانزیستور نیاز دارد.

در این رگولاتور ولتاژ خروجی فقط یک قطبیت داشته و جریان خروجی یکسویه است. همچنین برای جلوگیری از اتصال کوتاه در مسیر دیود به یک مدار محافظ نیاز است. ساده ترین وآسانترین و در عین حال ابتدایی ترین آرایش مربوط به این نوع است که نقاط ضعف مربوط به خود را داراست.

معایب رگولاتور باک:

1- به منظور تثبیت ولتاژ خروجی لازم است که ولتاژ ورودی 1 تا 2 ولت بیشتر از ولتاژ خروجی با شد.

2- هنگامی که سوئیچ روشن می شود هنوز دیود روشن است که به آسیب دیدگی سوئیچ ودیود منجر می شود ( لذا باید از یک دیود سریع با زمان بازیابی حداقل استفاده شود ).

3- سوئیچهای قدرت هنگام سوختن اتصال کوتاه می شوند به همین دلیل خروجی را به بار وصل می کنند ( راه حل آن حس کردن تغییرات سریع جریان بار و انتقال آن به یک تریستور موازی است ). علی رغم تمامی معایب و محدودیتهایی که ذکر شد در شرایط عادی این منابع توانایی تحویل بیش از 100 وات توان به خروجی را دارند.

2-3: رگولاتور بوست ( Boost ):

این رگولاتور یکی از انواع رگولاتورهای فلای بک است که خروجی آن بزرگتر یا مساوی ورودی است. در رگولاتور بوست ولتاژ خروجی می تواند بیشتر از ولتاژ ورودی باشد که به همین علت چنین نامگذاری شده است. یک رگولاتور بوست که از یک MOSFET قدرت استفاده می کند در شکل ( 2-3 ) نشان داده شده است.

طرز کار مدار را می توان به دو حالت تقسیم کرد. حالت اول با روشن شدن ترانزیستور در t=0 آغاز می شود. ولتاژ ورودی روی القاگر می افتد و جریان صعودی از L و ترانزیستور می گذرد. حالت دوم هنگامی شروع می شود که ترانزیستور در لحظه t2 خاموش می گردد.

جریانی که تا به حال از ترانزیستور عبور می کرد حالا از L-C و بار و دیود عبور می کند. جریان سلف کاهش می یابد تا اینکه ترانزیستور در سیکل بعدی دوباره روشن گردد. انرژی ذخیره شده در سلف به بار منتقل می گردد.

مدارهای معادل برای حالتهای مختلف کاری در شکل ( 2-3 ) نشان داده شده اند. شکل موجهای ولتاژ و جریان برای حالتی که جریان بار پیوسته است نشان داده شده اند. همان طور که گفته شد این رگولاتور بدون استفاده از ترانسفورماتور می تواند ولتاژ خروجی را افزایش دهد.

به خاطر داشتن فقط یک ترانزیستور این مدار بازده بالایی دارد. ولتاژ خروجی در برابر تغییرات سیکل کاری D.C ( Duty Cycle ) خیلی حساس است و پایدار کردن رگولاتور ممکن است مشکل باشد. مقدار متوسط جریان سلف بزرگتر از مقدار متوسط جریان خروجی است و جریان موثر خیلی بزرگتری از خازن فیلتر عبور خواهد کرد که باعث می شود مجبور شویم از خازن فیلتر بزرگتر و سلف بزرگتری نسبت به رگولاتور باک استفاده کنیم.

دو حالت کاری پیوسته و ناپیوسته برای این رگولاتور قابل ذکر است. تمایز این دو حالت این است که انرژی القاگر به صفر می رسد یا نه.

همانند سایر رگولاتورهای فاقد ترانسفورمر ایزوله این توپولوژی هم نقاط ضعف فراوانی دارد. بویژه در ارتباط با بار و حالات خطرناک گذرا که باعث می شود هرگونه تموج رودی به خروجی انتقال یابد. استفاده از ترانسفورمر ایزوله طیف وسیعی از اشکالات را بر طرف خواهد نمود.

3-3: رگولاتور باک - بوست ( Buck – Boost ):

این رگولاتور نوعی از رگولاتور فلای بک است که عملکرد آن خیلی به عملکرد رگولاتور Boost شبیه است. بعلاوه به عنوان یک رگولاتور مع کننده هم شناخته می شود. تفاوت موجود میان رگولاتور Boost و Buck-Boost همانطور که در شکل ( 3-3 ) پیداست تعویض جایگاه القاگر و سوئیچ قدرت است.

همانند رگولاتور بوست القاگر انرژی را ذخیره می کند. مادامی که سوئیچ قدرت روشن است انرژی ذخیره شده و سپس از طریق یکسوساز به زمین تخلیه می شود که نتیجه آن ولتاژ منفی است و مقدار آن بوسیله D.C سوئیچ قدرت تعیین می گردد.

زمان وظیفه ( D.C ) این رگولاتور بویژه هنگامی که نیاز به تخلیه انرژی هسته باشد به 50% محدود می شود. معادلات مربوط به انرژی و هسته درست همانند رگولاتور بوست است.اشکالی که وجود دارد این است که هرگونه تموج ولتاژ به نیمه هادی قدرت آسیب می رساند. راه حلی شبیه حالت قبل در اینجا وجود دارد.

علی رغم همه معایب این آرایش توان تحویل تا 100 وات را به خروجی دارد. ولتاژ خروجی یک رگولاتور باک - بوست می تواند کمتر یا بیشتر از ولتاژ ورودی آن باشد و به همین علت این چنین نامگذاری شده است. قطبیت ولتاژ خروجی مخالف ولتاژ ورودی است. این رگولاتور با نام رگولاتور مع کننده نیز شناخته می شود.

مدار یک رگولاتور باک - بوست در شکل ( 3-3 ) نشان داده شده است. طرز کار مدار را می توان در دو حالت بررسی کرد.

در حالت اول ترانزیستور روشن و دیود بایاس مع می شود. جریان ورودی که در حال افزایش است از سلف و ترانزیستور می گذرد. در حالت دوم ترانزیستور خاموش می گردد و جریانی که از سلف می گذشت حال از خازن و بار و دیود عبور می کند.

انرژی ذخیره شده در القاگر به بار منتقل می گردد و جریان سلف نزول می کند تا اینکه ترانزیستور دوباره در سیکل بعدی روشن گردد. مدارهای معادل دو حالت در شکل ( 3-3 ) نشان داده شده است. شکل موجهای پایدار ولتاژ و جریانهای رگولاتور برای حالت پیوسته جریان در بار نشان داده شده اند.

رگولاتور باک - بوست بدون استفاده از ترانسفورمر عمل مع کردن قطبیت ولتاژ خروجی را انجام می دهد و بازده بالایی دارد. پیاده سازی محافظت در برابر اتصال کوتاه خروجی ساده می باشد.

این رگولاتور توان ثابتی را مستقل از امپدانس بار به خروجی تحویل می دهد و بطور وسیعی در فلاشهای نوری و باطری شارژها استفاده می شود.

رگولاتور سوئیچینگ با ترانسقورمر ایزوله کننده:

با بهره گیری از ترانسقورمر ایزوله کننده ایزولاسیون به کمک سیمهای عایق و نوارهای عایق انجام می شود که در این حالت تا صدها ولت و بیشتر ولتاژ قابل تحمل وجود دارد.

حسن دیگر ترانسقورمر ایزوله کننده افزودن خروجیهای متعدد بدون نیاز به رگولاتور جداگانه است. در اینجا هم توپولوژی های فلای بک و فوروارد وجود دارد بعلاوه ترانس می تواند به عنوان افزاینده یا کاهنده ولتاژ عمل کند.

1-4: رگولاتور فلای بک ( Fly Back ):

ساده ترین و کم قطعه ترین عضو خانواده منابع تغذیه سوئیچینگ طرح فلای بک است که در محدوده بسیار وسیعی به کار می رود و در شکل ( 1-4 ) نشان داده شده است. این رگولاتور کاملأ شبیه رگولاتور بوست است بجز یک سیم پیچ اضافی روی القاگر آن که این سیم پیچ علاوه بر ایزولاسیون قابلیتهای فراوانی را هم به مدار می افزاید که عبارتند از:

1- بیش از یک خروجی در یک تغذیه قابل تحصیل است.

2- خروجی می تواند مثبت یا منفی مستقل از سطح ورودی باشد.

3- ایزولاسیون الکتریکی بین ورودی و خروجی خیلی زیاد است.

عملکرد این رگولاتور ترکیبی از عملکرد رگولاتورهای بوست و باک است و در یک دوره کاری قابل تفسیر است. نخست هنگامی که ترانزیستور قدرت روشن است در این حالت

شکل ( 1-4 ) رگولاتور فلای بک

شکل ( 1-4 ) شکل موجهای ولتاژ و جریان

با عبور جریان از اولیه ترانسفورمر انرژی دار می شود و سپس هنگامی که سوئیچ خاموش می شود با تخلیه انرژی در بار از مقدار انرژی کاسته می شود. در اینجا هم اگر انرژی تا نیم دوره بعدی در هسته باقی بماند حالت کاری پیوسته و اگر نماند حالت کاری ناپیوسته است.

هنگامی که سوئیچ روشن است جریان خطی مثلثی با شیب Vin/L1 در اولیه براه می افتد و تا هنگامی که سوئیچ خاموش نشود ادامه می یابد.

هنگامی که ترانزیستور روشن است Vt برابر ولتاژ اشباع ترانزیستور و هنگامی که سوئیچ خاموش است این ولتاژ به مقدار Vin+(n1/n2)Vout می رسد ( بعلاوه افت یک دیود و حالت گذرا ).

هنگامی که سوئیچ خاموش است جریان در ثانویه با شیب –Vout/L2 کاهش می یابد. عملکرد مدار فلای بک کمی پیچیده تر از فوروارد است ولی ریاضیات حاکم کماکان ساده است.

علی رغم حالت فوروارد سیم پیچ اولیه و ثانویه همفاز پیچیده نشده اند و جریان همجهت براه نمی افتد و لذا اولیه و ثانویه مانند القاگرهای ساده جداگانه می توانند تحلیل شوند. مدار نوع فلای بک برای توانهای تا حدود 100 وات مناسب است.

2-4: رگولاتور پوش پول ( Push Pull ):

شکل ( 2-4 ) آرایش مدار پوش پول را نشان می دهد. این مدار مانند سایر رگولاتورهای فوروارد در خروجی به فیلتر L-C و Buck مجهز است. انرژی در هسته ذخیره نمی شود و جریان در ثانویه همزمان با هدایت ترانزیستور مربوطه در اولیه براه می افتد. ترانزیستورها به صورت متوالی با یک زمان مرده ( این زمان که برای BJT حدود 2 میکرو ثانیه و برای MOSFET حدود 50 تا 400 نانو ثانیه است برای کسب اطمینان از خاموش شدن ترانزیستورها از لحظه اعمال ولتاژ به گیت یا بیس تا توقف کامل عبور جریان از کلکتور یا درین لازم است ) کار هدایت جریان را بر عهده می گیرند ( در صورتی که زمان مرده کافی نباشد یک ترانزیستورهنگامی که ترانزیستور دیگر کاملأ خاموش نشده است روشن می شود ودر این حالت عبور جریان بسیار زیاد از اولیه باعث آسیب دیدن ترانزیستورها خواهد شد ).

علی رغم اینکه سیم پیچهای اولیه و ثانویه در یک جهت پیچیده شده اند نحوه اتصالات بگونه ای است که جریان در جهت های عکس به صورت متوالی در اولیه براه می افتد. در این حالت از عنصر مغناطیسی به صورت متقارن استفاده می شود که این شکل کارکرد مدار مزایای زیر را به همراه دارد:

1- فوران ایجاد شده در هسته پیرامون منحنی B-H متقارن است ودر این حالت علی رغم فضای اضافی لازم برای سیم پیچی اضافی حجم هسته منتجه کاهش چشمگیری پیدا می کند.

2- مزیت دیگر رگولاتور پوش پول در مقایسه با طرح فلای بک قدرت تحویل توان 2 برابر به بار است. این منابع توان تحویل تا چند صد وات را به خروجی دارند.

شکل ( 2-4 ) رگولاتور پوش پول

شکل ( 2-4 ) شکل موجهای ولتاژ و جریان

3- به دلیل کارکرد هر یک از ترانزیستورها در فرکانسی برابر نصف فرکانس کاری اصلی عوامل محدود کننده نظیر حرارت و ... به نصف کاهش یافته است. مانند رگولاتور Buck القاگر خروجی هیچگاه نباید کاملأ از فوران تخلیه گردد. جریان القاگر خروجی یک موج مثلثی برابر حاصل جمع جریان در دو نیمه اولیه ضربدر ضریب تبدیل جریان ترانسفورمر است که روی یک سطح DC که دست کم برابر نصف جریان نامی خروجی باید باشد سوار است.

اشکال اساسی و غیر قابل حل رگولاتور :PUSH PULL

به دلیل اینکه هیچ دو ترانزیستوری یافت نمی شوند که مشخصاتشان کاملأ یکسان باشد و عملأ پیچیدن دو نیمه اولیه به صورت کاملأ یکسان بسیار مشکل است مدار از کار متقارن حول منحنی B-H خارج می شود و این همه مشکل نیست.

مشکل اصلی هنگامی بروز می کند که کنترلر سعی در جبران D.C ( Duty Cycle ) مدار هنگامی که بار با یک افزایش پله ای در جریان خروجی مواجه می شود بنماید که در این حالت هسته به اشباع می رود و هر گونه تلاشی در جهت افزایش توان تحویلی به بار بیهوده است واین کار به افزایش جریان عبوری از ترانزیستورها منجر می شود که در نهایت باعث بروز آسیب جدی به نیمه هادی می شود. اغلب طراحان با تجربه استفاده از آرایشهای نیم پل و تمام پل را بر پوش پول ترجیح می دهند.

3-4: رگولاتور نیم پل ( Half Bridge ):

شکل دیگر مبدل با ترانسفورمر ایزوله آرایش نیم پل است. همان طور که در شکل ( 3-4 ) پیداست در اینجا تنها یک سیم پیچ اولیه داریم که در کوپلاژ با یک ترانسفورمر سروسط افزاینده یا کاهنده قرار می گیرد. اولیه این ترانس توسط دو سوئیچ قدرت بطور متناوب به زمین یا Vin وصل می شود. سر دیگر اولیه به محل اتصال یک جفت خازن که تقریبأ در ولتاژ نصف Vin روی سیم پیچ اولیه می افتد.

خطر اشباع وجود ندارد ( تنها پیک Iin می تواند هسته را به اشباع بیاندازد ) به علاوه نیازی به مدارات کنترلی گران قیمت نمی باشد. بیشترین ولتاژی را که ترانزیستورها باید تحمل کنند Vin است در صورتیکه در رگولاتور پوش پول 2Vin بود. از اینرو ترانزیستورهایی با ولتاژ شکست کمتر قابل بکارگیری است.

یکی از اشکالات این منابع هدایت ترانزیستورها به ویژه ترانزیستور بالایی است و هدایت آنها به وسیله یک ترانسفورمر ایزوله انجام می گیرد.

در محدوده 150 تا 500 وات این طرح بهترین انتخاب است و کمتر از آن رگولاتور فلای بک از نظر قیمت ترجیح دارد و بیشتر از آن هم قابلیت اطمینان این مدار کم است.

شکل ( 3-4 ) رگولاتور نیم پل

شکل ( 3-4 ) شکل موجهای ولتاژ و جریان

4-4: رگولاتور تمام پل ( Full Bridge ):

شکل ( 4-4 ) آخرین آرایش مربوط به رگولاتور تمام پل را نشان می دهد. در اینجا در مقایسه با رگولاتور نیم پل خازن ها جای خود را به یک جفت ترانزیستور داده اند و هر جفت ترانزیستور همزمان کار هدایت را برعهده می گیرند.

به دلیل اینکه همه Vin روی سیم پیچ اولیه می افتد پیک جریان کمتری دارد وتوان قابل عرضه به شکل قابل ملاحظه ای افزایش می یابد. وجود خازن سری تعادل هسته را تامین می کند ( این کار با حذف مولفه DC جریان انجام می گیرد ).

در اینجا هم مدار فرمان ترانزیستور ایزوله لازم است که به راحتی برای دو جفت ترانزیستور با دو جفت سیم پیچ قابل تحصیل است و مدار فرمان پیچیده ای را طلب نمی کند. اشباع هسته واقعأ برای ترانزیستورها مخرب است ولی این طرح برای توانهای 400 تا چند کیلووات به راحتی کار می کند.

این مدار قابلیت اطمینان بالایی دارد زیرا افت ولتاژ و پیک جریان کمتری برای هر یک از ترانزیستورها قرار می گیرد. استفاده از تمامی فرمولهای مدار نیم پل از دیگر خاصیتهای خوب این مدار است.

یک عیب این مدار استفاده از 4 ترانزیستور است چراکه وقتی ترانزیستورهای یک قطر خاموش می شوند در همان زمان بایاس جداگانه ای برای راه اندازی ترانزیستورهای دیگر باید استفاده شود. بنابراین فضا و هزینه بیشتر به علت استفاده از دو عنصر سوئیچ اضافی عیب عمده این مدار به حساب می آید.

شکل ( 4-4 ) رگولاتور تمام پل

شکل ( 4-4 ) شکل موجهای ولتاژ و جریان

ترانسفورماتور تفاضلی خطی که با حرف اختصاری LVDT نشان داده میشود ترانسفورماتوری است دارای بک سیم پیچ اولیه و دو سیم پیچ یکسان ثانویه که در ان سیم پیچ های ثانویه به صورت سری و با پلاریته یکسان به یکدیگر متصل شده اند.
اگر هسته اهنی ترانسفورماتور به میزان مساوی مقابل سیم پیچ های ثانویه کاملا در وسط قرار گیرد ولتاژ القایی در دو سیم پیچ ثانویه برابر شده و چون با پلاریته ی یکسان به یکدیگر متصل شده اند ولتاژ خروجی ترانس صفر خواهد بود.
جسمی که تغییر مکان ان مورد سنجش است به هسته ی اهنی متحرک ترانسفورماتور متصل میگردد به طوری که با هر تغییر مکانی که جسم پیدا کند این هسته نیز جا به جا میشود.تغییر مکان هسته ترانس باعث میشود که یکی از سیم پیچ ها بخش بیشتری از هسته را در میان خود داشته و فوران مغناطیسی بیشتری را در بر گیرد و این امر موجب به هم خوردن تعادل ولتاژ سیم پیچ های ثانویه ترانسفورماتور میگردد که در این صورت جمع برداری ولتاژ های ثانویه صفر نخواهد شد و ولتاژ منتجه متناسب با میزان تغییر مکان هسته ترانس خواهد بود.لذا با اندازه گیری ولتاژ ترانس میتوان به میزان تغییر مکان پی برد.لازم به ذکر است که سیم پیچ اولیه ترانسفورماتور با جریان متناوبی با فرکانس بین 50HZ تا 15KHZ و دامنه ای تاحدود 10 ولت تغذیه می شود. این وسیله متناسب با جهت تغییر مکان ولتاژ هایی با زاویه فازی مختلف ایجاد می نماید و از این لحاظ که می تواند جهت تغییر مکان را نیز مشخص نماید حائز اهمیت است.
به دلیل حرکت هسته ترانس در فاصله هوایی و عدم وجود اصطکاک زیاد عمر این نوع دستگاه ها بسیار زیاد بوده و تا حدود 200 سال کارایی خواهد داشت لازم به ذکر است که دقت این نوع دستگاهها %0.5 در تغییر مکان کامل است.در حالت کلی محدوده ی سنجش تغییر مکان توسط این وسایل می توانداز 0.001mm تا 1mm باشد.

کانورتر چیست؟

برای تبدیل جریان مستقیم از یک ولتاژ به ولتاژ دیگر ، می توان از کانورتر الکترونیک استفاده کرد. ولتاژ مستقیم ابتدا توسط ویبراتور به ولتاژ متغیر تبدیل می گردد سپس با ترانسفورماتور ولتاژ آن به ولتاژ متغیر تبدیل شده و با استفاده از رکتیفایر جریان آ یکسو می گردد.

ری اکتور چیست؟

ری اکتور یک سیم پیچ است که غالبا در اطراف یک هسته اهنی پیچیده میشود. جریانی که از ری اکتور میگذرد تنها جریان محرکه مغناطیسی است. برای انکه ری اکتور بتواند در جریان های بسیار زیاد کار کند بجای اهن از هوا بعنوان هسته مغناطیسی استفاده میشود.از ری اکتور برای چهار مورد زیر استفاده میگردد:

1- برای محدود کردن جریان اتصال کوتاه،بطور سری با ژنراتور و غیره

2- برای وصل کردن نوترال به زمین،بطور سری،به منظور کم کردن جریان اتصالی

3- برای جبران خاصیت خازنی خطوط برق، بطور موازی.

4- برای کم کردن ولتاژ هنگام استارت زدن موتور به طور موازی.و یا تغییر دادن تاپینگ ترانسفورماتور

SSR چیست؟

مخفف عبارت Solid State Relay میباشد یعنی رله حالت جامد.

ssr ها در مدل های تکفاز و سه فاز در بازار موجود میباشند. عملکرد ssr در مدار مانند کلید باز میباشد که با اعمال یک جریان dc (ولتاژ 4 الی 30 ولت) به ssr ، روشن میشود و کلید باز به حالت بسته تبدیل میشود. که میتواند جریان ac را عبور دهد . اما چرا نام ان رله حالت جامد است؟

همانطور که میدانید رله های معمولی دارای تیغه های بسته و باز است مانند کنتاکتور، که پس از اعمال جریان به بوبین ان میدان مغناطیسی بوجود میاید و کنتاکت ها را به سمت خود حرکت داده و باعث تغیر حالت کنتاکت شده( یعنی کنتاکت باز به کنتاکت بسته تبدیل میشود و بالعکس).

اما در ssr این فرایند صورت نمیگیرد. در ssr هیچ بوبین و یا تیغه ای وجود ندارد بلکه از مواد نیمه هادی تشکیل شده که با اعمال جریان به ان ssr جریان را از خود عبور میدهد، مانند اپتو کپلر

مزایای ssr :

_عمر بسیار بالا این قطعه نسبت به کنتاکتور و رله های dc

_دقیق بودن

_نداشتن جریان برگشتی(در مقایسه با رله های dc)

معایب ssr:

_قیمت گرانتر نسبت به رله و کنتاکتور

_ به گرما گیر نیاز دارد

_تیغه بسته ندارد (normal close ) که این عیب یکی از بزرگترین معایب ssr میباشد

_ حتما برای روشن شدن نیاز به یک منبع تغذیه dc دارد .

نکته:جریان اعمال شده به ssr برای روشن شدن،حتما باید شکل موج ولتاژش بدون اعوجاج باشد یا به عبارت دیگر تثبیت شده باشد که این خود

یکی دیگر از معایب ssr بشمار میاید. اما به هر حال در صنعت و در مواردی که تعداد دفعات روشن و خاموش شدن دستگاهی در طول مدت کاری زیاد باشد از این قطعه استفاده میشود. که جایگزین بسیار خوبی برای کنتاکتور میباشد.

یکی از روش های جوشکاری فات استفاده از حرارتی است که توسط قوس الکتریکی ایجاد می شود.برای تشکیل قوس الکتریکی می توان از ترانسفورماتور استفاده کرد.

ترانسفورماتورهایی که در جوشکاری از آنها استفاده می شود باید علاوه بر داشتن خصوصیات یک ترانس معمولی سیستمی برای تغییر جریان ثانویه و همچنین کاهش ولتاژ کار داشته باشند.بنابراین علاوه بر مطالب گفته شده درمورد ساخت ترانسفورماتورها لازم است به نکات زیر توجه کنیم:

ولتاژ ترانسفورماتور جوشکاری در حالت بی باری نباید از 70 ولت بیشتر باشد.پس از ایجاد قوس الکتریکی این ولتاژ باید کاهش یابد بطوری که حداکثر مقدار آن 30 ولت باشد.

مدار ثانویه ترانس جوشکاری در هنگام تولید جرقه برای ایحاد قوس الکتریکی بصورت اتصال کوتاه در می آید.برای اینکه ترانسفورماتور در این حالت صدمه نبیند باید یک سلف را با مدار ثانویه به طور سری قرار داردیا اینکه از ترانسفورماتورهایی با پراکندگی زیاد استفاده کرد، به همین دلیل ضریب قدرت ترانسفورماتورهای جوشکاری پایین است.برای بالا بردن آن از خازن استفاده می کنند.

برای جوشکاری قطعات مختلف باید جریان جوشکاری قابل تنظیم باشد.برای مثال جهت افزایش آن باید ولتاژ ثانویه را افزایش داد.این عمل با کاهش تعداد دور سیم پیچ اولیه توسط یک کلید پله ای یا افزایش تعداد دور سیم پیچ ثانویه از طریق تغییر اتصال آن ممکن می شود.در این روش نسبت تبدیل ترانسفورماتور تغییر میکند بنابراین ولتاژ بی باری آن نیز تغییر خواهد کرد.برای اینکه با تغییر جریان جوشکاری ولتاژ بی باری تغییر نکند می توان نسبت تبدیل ترانسفورماتور را تغییر نداد و در عوض با ایجاد افت ولتاژ در ثانویه ولتاژ خروجی را در حالت کار پایین آورد، بنابراین در ولتاژ بی باری ثابت با زیاد کردن افت ولتاژ، جریان جوشکاری کاهش میابد و با کم کردن آن جریان جوشکاری افزایش میابد.

افت ولتاژ را می توان با تغییر مقاومت داخلی ترانس جوشکاری بوسیله یک سلف قابل تنظیم یا یوخ-که مقدار پراکندگی را تغییر می دهد بدست آورد.

در ترانسفورماتورهای جوشکاری با قدرت کم اغلب تغییر افت ولتاژ با چرخاندن یک دستگیره و در ترانسفورماتورهای با قدرت متوسط و زیاد با استفاده از سیستم های دیگری مانند بکاربردن جریان مستقیم و غیره انجام می گیرد.

P2 : توان خروجی

P1 :توان ورودی

Sfe : سطح خالص هسته

S'fe : سطح ظاهری هسته

Nv : دور بر ولت

N1 : تعداد دور سیم پیچ اولیه

N2 : تعداد دور سیم پیچ ثانویه

D1 : قطر سیم پیچ اولیه

D2 : قطر سیم پیچ ثانویه

U1 : افت ولتاژ اولیه

U2 : افت ولتاژ ثانویه

J : چگالی جریان

I1 :جریان اولیه

I2 : جریان ثانویه