P₂ : توان خروجی

P₁ :توان ورودی

Sfe : سطح خالص هسته

S^'fe : سطح ظاهری هسته

Nv : دور بر ولت

N1 : تعداد دور سیم پیچ اولیه

N2 : تعداد دور سیم پیچ ثانویه

D1 : قطر سیم پیچ اولیه

D2 : قطر سیم پیچ ثانویه

U1 : افت ولتاژ اولیه

U2 : افت ولتاژ ثانویه

J : چگالی جریان

I1 :جریان اولیه

I2 : جریان ثانویه

یکی از روش های جوشکاری فات استفاده از حرارتی است که توسط قوس الکتریکی ایجاد می شود.برای تشکیل قوس الکتریکی می توان از ترانسفورماتور استفاده کرد.

ترانسفورماتورهایی که در جوشکاری از آنها استفاده می شود باید علاوه بر داشتن خصوصیات یک ترانس معمولی سیستمی برای تغییر جریان ثانویه و همچنین کاهش ولتاژ کار داشته باشند.بنابراین علاوه بر مطالب گفته شده درمورد ساخت ترانسفورماتورها لازم است به نکات زیر توجه کنیم:

ولتاژ ترانسفورماتور جوشکاری در حالت بی باری نباید از 70 ولت بیشتر باشد.پس از ایجاد قوس الکتریکی این ولتاژ باید کاهش یابد بطوری که حداکثر مقدار آن 30 ولت باشد.

مدار ثانویه ترانس جوشکاری در هنگام تولید جرقه برای ایحاد قوس الکتریکی بصورت اتصال کوتاه در می آید.برای اینکه ترانسفورماتور در این حالت صدمه نبیند باید یک سلف را با مدار ثانویه به طور سری قرار داردیا اینکه از ترانسفورماتورهایی با پراکندگی زیاد استفاده کرد، به همین دلیل ضریب قدرت ترانسفورماتورهای جوشکاری پایین است.برای بالا بردن آن از خازن استفاده می کنند.

برای جوشکاری قطعات مختلف باید جریان جوشکاری قابل تنظیم باشد.برای مثال جهت افزایش آن باید ولتاژ ثانویه را افزایش داد.این عمل با کاهش تعداد دور سیم پیچ اولیه توسط یک کلید پله ای یا افزایش تعداد دور سیم پیچ ثانویه از طریق تغییر اتصال آن ممکن می شود.در این روش نسبت تبدیل ترانسفورماتور تغییر میکند بنابراین ولتاژ بی باری آن نیز تغییر خواهد کرد.برای اینکه با تغییر جریان جوشکاری ولتاژ بی باری تغییر نکند می توان نسبت تبدیل ترانسفورماتور را تغییر نداد و در عوض با ایجاد افت ولتاژ در ثانویه ولتاژ خروجی را در حالت کار پایین آورد، بنابراین در ولتاژ بی باری ثابت با زیاد کردن افت ولتاژ، جریان جوشکاری کاهش میابد و با کم کردن آن جریان جوشکاری افزایش میابد.

افت ولتاژ را می توان با تغییر مقاومت داخلی ترانس جوشکاری بوسیله یک سلف قابل تنظیم یا یوخ-که مقدار پراکندگی را تغییر می دهد بدست آورد.

در ترانسفورماتورهای جوشکاری با قدرت کم اغلب تغییر افت ولتاژ با چرخاندن یک دستگیره و در ترانسفورماتورهای با قدرت متوسط و زیاد با استفاده از سیستم های دیگری مانند بکاربردن جریان مستقیم و غیره انجام می گیرد.

رگولاتور سوئیچینگ با ترانسقورمر ایزوله کننده:

با بهره گیری از ترانسقورمر ایزوله کننده ایزولاسیون به کمک سیمهای عایق و نوارهای عایق انجام می شود که در این حالت تا صدها ولت و بیشتر ولتاژ قابل تحمل وجود دارد.

حسن دیگر ترانسقورمر ایزوله کننده افزودن خروجیهای متعدد بدون نیاز به رگولاتور جداگانه است. در اینجا هم توپولوژی های فلای بک و فوروارد وجود دارد بعلاوه ترانس می تواند به عنوان افزاینده یا کاهنده ولتاژ عمل کند.

1-4: رگولاتور فلای بک ( Fly Back ):

ساده ترین و کم قطعه ترین عضو خانواده منابع تغذیه سوئیچینگ طرح فلای بک است که در محدوده بسیار وسیعی به کار می رود و در شکل ( 1-4 ) نشان داده شده است. این رگولاتور کاملأ شبیه رگولاتور بوست است بجز یک سیم پیچ اضافی روی القاگر آن که این سیم پیچ علاوه بر ایزولاسیون قابلیتهای فراوانی را هم به مدار می افزاید که عبارتند از:

1- بیش از یک خروجی در یک تغذیه قابل تحصیل است.

2- خروجی می تواند مثبت یا منفی مستقل از سطح ورودی باشد.

3- ایزولاسیون الکتریکی بین ورودی و خروجی خیلی زیاد است.

عملکرد این رگولاتور ترکیبی از عملکرد رگولاتورهای بوست و باک است و در یک دوره کاری قابل تفسیر است. نخست هنگامی که ترانزیستور قدرت روشن است در این حالت

شکل ( 1-4 ) رگولاتور فلای بک

شکل ( 1-4 ) شکل موجهای ولتاژ و جریان

با عبور جریان از اولیه ترانسفورمر انرژی دار می شود و سپس هنگامی که سوئیچ خاموش می شود با تخلیه انرژی در بار از مقدار انرژی کاسته می شود. در اینجا هم اگر انرژی تا نیم دوره بعدی در هسته باقی بماند حالت کاری پیوسته و اگر نماند حالت کاری ناپیوسته است.

هنگامی که سوئیچ روشن است جریان خطی مثلثی با شیب Vin/L1 در اولیه براه می افتد و تا هنگامی که سوئیچ خاموش نشود ادامه می یابد.

هنگامی که ترانزیستور روشن است Vt برابر ولتاژ اشباع ترانزیستور و هنگامی که سوئیچ خاموش است این ولتاژ به مقدار Vin+(n1/n2)Vout می رسد ( بعلاوه افت یک دیود و حالت گذرا ).

هنگامی که سوئیچ خاموش است جریان در ثانویه با شیب –Vout/L2 کاهش می یابد. عملکرد مدار فلای بک کمی پیچیده تر از فوروارد است ولی ریاضیات حاکم کماکان ساده است.

علی رغم حالت فوروارد سیم پیچ اولیه و ثانویه همفاز پیچیده نشده اند و جریان همجهت براه نمی افتد و لذا اولیه و ثانویه مانند القاگرهای ساده جداگانه می توانند تحلیل شوند. مدار نوع فلای بک برای توانهای تا حدود 100 وات مناسب است.

2-4: رگولاتور پوش پول ( Push Pull ):

شکل ( 2-4 ) آرایش مدار پوش پول را نشان می دهد. این مدار مانند سایر رگولاتورهای فوروارد در خروجی به فیلتر L-C و Buck مجهز است. انرژی در هسته ذخیره نمی شود و جریان در ثانویه همزمان با هدایت ترانزیستور مربوطه در اولیه براه می افتد. ترانزیستورها به صورت متوالی با یک زمان مرده ( این زمان که برای BJT حدود 2 میکرو ثانیه و برای MOSFET حدود 50 تا 400 نانو ثانیه است برای کسب اطمینان از خاموش شدن ترانزیستورها از لحظه اعمال ولتاژ به گیت یا بیس تا توقف کامل عبور جریان از کلکتور یا درین لازم است ) کار هدایت جریان را بر عهده می گیرند ( در صورتی که زمان مرده کافی نباشد یک ترانزیستورهنگامی که ترانزیستور دیگر کاملأ خاموش نشده است روشن می شود ودر این حالت عبور جریان بسیار زیاد از اولیه باعث آسیب دیدن ترانزیستورها خواهد شد ).

علی رغم اینکه سیم پیچهای اولیه و ثانویه در یک جهت پیچیده شده اند نحوه اتصالات بگونه ای است که جریان در جهت های عکس به صورت متوالی در اولیه براه می افتد. در این حالت از عنصر مغناطیسی به صورت متقارن استفاده می شود که این شکل کارکرد مدار مزایای زیر را به همراه دارد:

1- فوران ایجاد شده در هسته پیرامون منحنی B-H متقارن است ودر این حالت علی رغم فضای اضافی لازم برای سیم پیچی اضافی حجم هسته منتجه کاهش چشمگیری پیدا می کند.

2- مزیت دیگر رگولاتور پوش پول در مقایسه با طرح فلای بک قدرت تحویل توان 2 برابر به بار است. این منابع توان تحویل تا چند صد وات را به خروجی دارند.

شکل ( 2-4 ) رگولاتور پوش پول

شکل ( 2-4 ) شکل موجهای ولتاژ و جریان

3- به دلیل کارکرد هر یک از ترانزیستورها در فرکانسی برابر نصف فرکانس کاری اصلی عوامل محدود کننده نظیر حرارت و ... به نصف کاهش یافته است. مانند رگولاتور Buck القاگر خروجی هیچگاه نباید کاملأ از فوران تخلیه گردد. جریان القاگر خروجی یک موج مثلثی برابر حاصل جمع جریان در دو نیمه اولیه ضربدر ضریب تبدیل جریان ترانسفورمر است که روی یک سطح DC که دست کم برابر نصف جریان نامی خروجی باید باشد سوار است.

اشکال اساسی و غیر قابل حل رگولاتور :PUSH PULL

به دلیل اینکه هیچ دو ترانزیستوری یافت نمی شوند که مشخصاتشان کاملأ یکسان باشد و عملأ پیچیدن دو نیمه اولیه به صورت کاملأ یکسان بسیار مشکل است مدار از کار متقارن حول منحنی B-H خارج می شود و این همه مشکل نیست.

مشکل اصلی هنگامی بروز می کند که کنترلر سعی در جبران D.C ( Duty Cycle ) مدار هنگامی که بار با یک افزایش پله ای در جریان خروجی مواجه می شود بنماید که در این حالت هسته به اشباع می رود و هر گونه تلاشی در جهت افزایش توان تحویلی به بار بیهوده است واین کار به افزایش جریان عبوری از ترانزیستورها منجر می شود که در نهایت باعث بروز آسیب جدی به نیمه هادی می شود. اغلب طراحان با تجربه استفاده از آرایشهای نیم پل و تمام پل را بر پوش پول ترجیح می دهند.

3-4: رگولاتور نیم پل ( Half Bridge ):

شکل دیگر مبدل با ترانسفورمر ایزوله آرایش نیم پل است. همان طور که در شکل ( 3-4 ) پیداست در اینجا تنها یک سیم پیچ اولیه داریم که در کوپلاژ با یک ترانسفورمر سروسط افزاینده یا کاهنده قرار می گیرد. اولیه این ترانس توسط دو سوئیچ قدرت بطور متناوب به زمین یا Vin وصل می شود. سر دیگر اولیه به محل اتصال یک جفت خازن که تقریبأ در ولتاژ نصف Vin روی سیم پیچ اولیه می افتد.

خطر اشباع وجود ندارد ( تنها پیک Iin می تواند هسته را به اشباع بیاندازد ) به علاوه نیازی به مدارات کنترلی گران قیمت نمی باشد. بیشترین ولتاژی را که ترانزیستورها باید تحمل کنند Vin است در صورتیکه در رگولاتور پوش پول 2Vin بود. از اینرو ترانزیستورهایی با ولتاژ شکست کمتر قابل بکارگیری است.

یکی از اشکالات این منابع هدایت ترانزیستورها به ویژه ترانزیستور بالایی است و هدایت آنها به وسیله یک ترانسفورمر ایزوله انجام می گیرد.

در محدوده 150 تا 500 وات این طرح بهترین انتخاب است و کمتر از آن رگولاتور فلای بک از نظر قیمت ترجیح دارد و بیشتر از آن هم قابلیت اطمینان این مدار کم است.

شکل ( 3-4 ) رگولاتور نیم پل

شکل ( 3-4 ) شکل موجهای ولتاژ و جریان

4-4: رگولاتور تمام پل ( Full Bridge ):

شکل ( 4-4 ) آخرین آرایش مربوط به رگولاتور تمام پل را نشان می دهد. در اینجا در مقایسه با رگولاتور نیم پل خازن ها جای خود را به یک جفت ترانزیستور داده اند و هر جفت ترانزیستور همزمان کار هدایت را برعهده می گیرند.

به دلیل اینکه همه Vin روی سیم پیچ اولیه می افتد پیک جریان کمتری دارد وتوان قابل عرضه به شکل قابل ملاحظه ای افزایش می یابد. وجود خازن سری تعادل هسته را تامین می کند ( این کار با حذف مولفه DC جریان انجام می گیرد ).

در اینجا هم مدار فرمان ترانزیستور ایزوله لازم است که به راحتی برای دو جفت ترانزیستور با دو جفت سیم پیچ قابل تحصیل است و مدار فرمان پیچیده ای را طلب نمی کند. اشباع هسته واقعأ برای ترانزیستورها مخرب است ولی این طرح برای توانهای 400 تا چند کیلووات به راحتی کار می کند.

این مدار قابلیت اطمینان بالایی دارد زیرا افت ولتاژ و پیک جریان کمتری برای هر یک از ترانزیستورها قرار می گیرد. استفاده از تمامی فرمولهای مدار نیم پل از دیگر خاصیتهای خوب این مدار است.

یک عیب این مدار استفاده از 4 ترانزیستور است چراکه وقتی ترانزیستورهای یک قطر خاموش می شوند در همان زمان بایاس جداگانه ای برای راه اندازی ترانزیستورهای دیگر باید استفاده شود. بنابراین فضا و هزینه بیشتر به علت استفاده از دو عنصر سوئیچ اضافی عیب عمده این مدار به حساب می آید.

شکل ( 4-4 ) رگولاتور تمام پل

شکل ( 4-4 ) شکل موجهای ولتاژ و جریان

این IC از جمله PWM هایی است که قابلیت کار با ولتاژ ورودی بالا رادارد و برای انواع مبدلهای با توپولوژی تک خروجی ( SINGLE ENDED ) مناسب است. شکل ( 16-5 ) دیاگرام پایه این IC را نشان می دهد. از جمله ویژگیهای این تراشه عبارتند از:

شکل ( 16-5 ) دیاگرام داخلی تراشه LM5020 – 1/2

1- راه اندازی ( SOFT START ) قابل برنامه ریزی

2- توانایی جریان دهی خروجی تا پیک A 1

3- ماکزیمم زمان وظیفه 80% برای LM5020 – 1 و 50% برای LM5020 – 2

4- قابلیت برنامه ریزی قفل زیر ولتاژ ( UVLO ) توسط هیسترزیس قابل تنظیم

5- جبران سازی بسیار ساده و آسان ( لازم بذکر است که در تراشه LM5020 – 1 جبران سازی شیب نیز وجود دارد ).

6- توانایی کارکرد تا فرکانس MHz 1 با تاخیر انتشار کمتر از ns 100

LM5020 شامل یک رگولاتور ولتاژ بالای داخلی است که اجازه اتصال پایه Vin را مستقیمأ به ولتاژ خط تا V 100 می دهد. جریان خروجی رگولاتور به mA 15 محدود می شود. هنگامی که خازن اتصال داده شده خارجی (که در محدوده 0.1 تا µF 100 می تواند انتخاب شود ) در پایه Vcc با چنین جریانی شارژ می شود و به V 7.7 می رسد خروجی کنترلر فعال می شود تا زمانی که ولتاژ خازن به زیر 6 ولت برسد. در این صورت خروجی IC غیر فعال می شود. در کاربردهای معمول می توان از یک ترانسفورمر بهمراه دیود ولتاژی بیشتر از V 8 ( برای قطع رگولاتور داخلی تراشه ) در پایه Vcc تولید کرد و بدین صورت توان تلفاتی در کنترلر را کاهش داد.

عملکرد UVLO قابل برنامه ریزی از طریق اتصال یک مقسم ولتاژ مقاومتی بین پایه Vin و پایه UVLO و زمین صورت می گیرد.این مقاومتها طوری انتخاب می شوند که در حالت ولتاژ ورودی مطلوب ولتاژ پایه UVLO بزرگتر از 1.25 ولت باشد. وقتی که ولتاژ این پايه کمتر از V 1.25 شود منبع جریان µA 20 برای ایجاد پس ماند در مقسم ولتاژ جاری شده و ولتاژ پایه UVLO را بالا نگه می دارد تا جایی که کاهش ولتاژ ورودی خروج از حلقه هیسترزیس را باعث شده و PWM غیر فعال گردد.

فیدبک ولتاژ مدار به پایه Vfb وصل شده و جهت جبران سازی قطعات بین پایه Vfb و پایه COMP قرار داده می شوند.

محدود کردن و حس جریان توسط پایه CS صورت می گیرد. در صورتیکه ولتاژ این پایه بیشتر از 0.5 ولت شود خروجی تراشه قطع می شود ( قابلیت محدود کردن جریان ).

برای حس جریان ( جهت استفاده از قابلیت کنترل جریان این IC ) یک فیلتر RC بعد از مقاومت حس کننده قرار می گیرد تا نویزهای فرکانس بالا در لبه شکل موج جریان را کاهش دهد. ترانزیستور MOSFET موجود در پایه CS خازن قرار داده شده در این پایه را در پایان هر سیکل PWM دشارژ می کند. دشارژ خازن تا مدت ns 50 بعد از شروع سیکل جدید و برای تضعیف اسپایکهای لبه شکل موج جریان باقی می ماند.

مقایسه گرهای PWM و حس جریان در این IC خیلی سریع هستند و می توانند حتی به یک پالس نویز با زمان کوتاه پاسخ دهند. به همین دلیل انتخاب فیلتر RC و مقاومت حس کننده جریان باید به دقت صورت گیرد ( مثلأ خازن فیلتر باید خیلی نزدیک به کنترلر و مستقیمأ به پایه CS وصل شود ).

برای تنظیم فرکانس کافی است یک مقاومت بین پایه Rt و زمین قرار گیرد. تراشه LM5020 – 2 به صورت داخلی یک مقسم بر 2 فرکانسی دارد ( برای داشتن D.C حداکثر50% ). از اینرو فرکانس IC دو برابر فرکانس سوئیچینگ خروجی می باشد در حالیکه در LM5020 – 1 فرکانس تراشه با فرکانس سوئیچینگ خروجی یکسان است.

رابطه فرکانس و مقاومت Rt بصورت زیر است:

Rt = 1/[F×158×10¨¹²] (LM5020 – 1)

Rt = 1/[F×316×10¨¹²] (LM5020 – 1)

عملیات همزمانی ( SYNCHRONIZATION ) در این تراشه ها توسط اتصال یک نوسان ساز خارجی از طریق خازنی با ظرفیت pF 100 به پایه Rt ( و با فرکانس بیشتر از فرکانس نوسان ساز داخلی قرارداده شده بوسیله Rt ) صورت می گیرد. دامنه سیگنال خارجی باید بزرکتر از V 3.7 بوده و عرض آن بین 15 تا ns 150 باشد.

با استفاده از قابلیت راه اندازی نرم ( SOFT START ) در این IC می توان فشارها و ضربه های جریان در هنگام راه اندازی را کاهش داد. با اتصال خازنی در پایه SS این خازن با منبع جریان Aµ 10 در داخل تراشه با شیب ثابت شارژ می شود. در این حالت ولتاژ پایه COMP و زمان وظیفه پالسهای خروجی PWM محدود می شود.

حفاظت حرارتی در این IC بخوبی صورت گرفته است. وقتیکه درجه حرارت به 165 درجه سلسیوس برسد کنترلر به حالت کم توان (STANDBY) رفته و خروجیها غیر فعال می گردنند. این حالت تا زمان کاهش دما ادامه می یابد. پس از آن رگولاتور پایه Vcc فعال شده و حالت راه اندازی نرم شروع به کار می کند.

تراشه های UC3842/3/4/5 انتخاب خوب و بهینه ای برای منابع تغذیه OFF LINE و DC به DC می باشند. شكل ( 4-5 ) دیاگرام پایه این خانواده را نشان می دهد.

از ویژگیهای این خانواده عبارتند از:

1- راه اندازی با جریان كمتر از mA 1

2- دارا بودن یک ولتاژ مرجع مطمئن و دقیق برای استفاده در ورودی تقویت كننده خطا

3- قابلیت محدود كردن جریان

4- دارا بودن ترانزیستورهای خروجی با توانایی درایو كردن MOSFET های نوع N یا ترانزیستورهای BJT در جریان های با پیک بالا

5- عملكرد تا فركانس kHz500

6- دارا بودن قابليت قطع در صورت كافی نبودن ولتاژ ورودی ( UVLO )

تفاوت اساسی بين IC های اين خانواده در آستانه UVLO و زمان وظيفه ( D.C ) آنها می باشد كه در شكل ( 5-5 ) مقادير آنها برای تراشه های مختلف اين گروه داده شده است.

شكل ( 6-5 ) عملكرد بخش UVLO را بصورت حلقه هيسترزيس نشان می دهد. همانطور كه در شكل ديده می شود پس ماندی برابر 5 ولت در اثر نوسانات Vcc در نظر گرفته شده است. همانطوری كه گفته شد ماكزيمم D.C برای UC3842/3 به 100% و برای UC3844/5 به 50%

( توسط يک فليپ فلاپ نوع T كه در داخل IC وجود دارد ) محدود می شود. برای عملكرد بهينه در تراشه زمان مرده ( Dead Time ) نبايد از 15% پريود نوسان ساز داخلی تجاوز كند.

همچنين داريم:

D.C (max) = 1-(tdead-T) ( UC3842/3 )

D.C (max) = 1-(tdead-2T) ( UC3844/5 )

برای انتخاب مقادير Rt و Ct ابتدا بايد زمان مرده مدار مشخص گردد و سپس نزديكترين مقدار استاندارد خازن Ct از طريق شكل ( 7-5 ) بدست آيد. با داشتن فركانس مورد نياز برای مدار و مقدار Ct مقاومت Rt با استفاده از فرمول زير بدست می آيد:

Fosi (kHz) = 1.72/[Rt (kΩ)×Ct (µF)]

بايد توجه داشت كه IC های UC3844/5 دارای يک مقسم بر 2 بوسيله دو فليپ فلاپ برای داشتن ماكزيمم زمان وظيفه ( D.C ) 50% هستند. بدين دليل فركانس نوسان ساز داخلی بايد دو برابر فركانس سوئيچينگ مورد نظر انتخاب شود.

شكل ( 8-5 ) نمونه ای از قابليت كنترل جريان در اين خانواده از IC های PWM را نشان می دهد.

همانطور كه در شكل ديده می شود ابتدا جريان به ولتاژ تبديل شده و سپس به فيلتر پايين گذر ( RC ) يا ترانسفورمر داده شده و بعد وارد تراشه می شود. دليل استفاده از فيلتر يا ترانسفورمر جلوگيری از اسپايكهای موجود در لبه شكل موج جريان ( كه به خاطر ظرفيت خازنی در كلكتور ترانزيستور قدرت مدار بوجود می آيد ) می باشد. اگر اين حالت گذرا تضعيف نشود می تواند بصورت دائمی پالس خروجی PWM را حذف كند. ثابت زمانی مدار RC بايد تقريبأ برابر طول مدت وجود اسپايک باشد ( معمولأ چند صد نانو ثانيه كافی است ). در حالت استفاده از فيلتر رابطه پيک جريان حس شونده بصورت زير است:

Ip = (Vc-1.4)/3Rs

در فرمول فوق Vc ولتاژ خروجی تقويت كننده خطا ( E.A ) می باشد.

با بكارگيری ترانسفورمر قبل از فيلتر تلفات توان در مقاومت Rs و خطاهايی كه بوسيله جريان مبنا ايجاد می شود كاهش يافته و يک نوع ايزولاسيون خوب نيز انجام می شود.

در اين حالت نيز رابطه پيک جريان حس شونده بصورت زير می با شد:

Ip = N(VR/Rs) = N(Vc-1.4)/3Rs

در صورت استفاده از قابليت محدود سازی جريان چنانچه ولتاژ پايه 3 از IC به يک ولت برسد پيک جريان ( بدون ترانسفورمر ) بصورت زير معين می شود:

Imax = 1 (volt)/Rs

يكی از پايه های تقويت كننده در تراشه به ولتاژ V 2.5 با 2% خطا وصل بوده و از طریق پایه شماره 2 و پايه شماره 1 جبران سازی بصورت خارجی و برای كنترل كردن پاسخ فركانسی حلقه بسته مدار صورت می گيرد.

شكل ( 9-5 ) يک نوع جبران سازی برای پايداری در هر نوع توپولوژی با كنترل جريان بجز مبدلهای فلای بک و بوست را نشان می دهد. اجزای Zf قطبی را به حلقه فيدبک اضافه می كنند كه صفر حاصل از خازن فيلتر خروجی مدار را از بين می برد.

رگولاتورهای بوست و فلای بک صفری در نيمه راست صفحه مختلط و در تابع تبديل شان دارند. يک نمونه جبرانسازی برای اين مبدلها با هدف توليد قطبی توسط Cp و Rp در شكل ( 9-5 ) نشان داده شده است.

تقويت كننده خطا در اين تراشه ها می تواند جريان برون دهی تا mA 0.5 و درون دهی ( SINK ) تا mA 2 را داشته باشد. ضمنأ يک محدوديتی برای مقاومت Rf ( در قسمت جبرانساز ) بصورت زير داده شده است:

Rf (min) = [VE.A (max)-2.5]/0.5 (mA) = 7 (kΩ)

خروجی های UC3842/3/4/5 بصورت توتم پل بوده ( و SINGLE ENDED ) بوده و قابليت درايو كردن گيت ترانزيستورهای MOSFET با جريان پيک Amp 1 و BJT با جريان متوسط mA 200 را دارند. قرار دادن مقاومتی در خروجی ترانزيستورهای توتم پل برای محدود كردن جريان لازم جهت درايو MOSFET ها و BJT ها لازم است.

بدون اين مقاومت پيک جريان توسط dV/dt ترانزيستورهای توتم پل و خازن ترانزيستور خروجی معين می شود.

همچنين با بكارگيری يک ديود شوتكی در خروجی IC از منفی شدن ولتاژ خروجی كه باعث ناپايداری PWM می شود می توان جلوگيری كرد.

سری خانواده تراشه های UC3842/3/4/5 قابليت همزمانی ( استفاده از فركانس نوسان ساز خارجی بجای نوسان ساز داخلی ) را دارا می باشند. ساده ترين تركيب مداری در شكل ( 10-5 ) نشان داده شده است. البته بايد توجه داشت كه فركانس نوسان ساز داخلی بايد كمتر از فركانس پالس خارجی باشد ( بطور نمونه 20% فركانس خارجی با دامنه V 0.5 ).

PWM ها می توانند به يک CLOCK آنالوگ يا ديجيتالی ( مثل تراشه 555 يا يک ميكروپروسسور با برنامه نرم افزاری ) بصورت شكل ( 10-5 ) متصل شوند.

این IC از جمله PWM های عرضه شده با کنترل جریان و انتخابی مناسب و بهینه برای کاربردهای OFF LINE و DC به DC می باشد. شکل

( 17-5 ) دیاگرام داخلی این تراشه را نشان می دهد. از جمله ویژگیهای این تراشه عبارتند از:

1- عملکرد فرکانسی تا MHz 1

2- جریان راه اندازی کمتر از Aµ 120 برای IC

3- قابلیت درایو کردن ترانزیستورهای خروجی PWM با جریان بالا

شکل ( 17-5 ) دیاگرام داخلی تراشهL5991/1A

4- زمان وظیفه قابل برنامه ریزی ( 100% و 50% برای حداکثر محدودیت )

5- عملکرد حالت STANDBY

6- عملکرد حالت راه اندازی نرم ( SOFT START ) قابل برنامه ریزی

7- ایجاد فواصل خالی به مدت ns 100 برای استفاده در حالت حس جریان

8- غیر فعال کردن تراشه با اعمال ولتاژ خارجی

توسط پایه 1 ( SYNC ) در این تراشه می توان IC های دیگر را همزمان کرد ( MASTER ). در این صورت پالس مثبتی در لبه پایین رونده نوسان ساز داخلی در این پایه تولید می شود. عملیات همزمانی بوسیله یک سیگنال خارجی می تواند صورت گیرد ( SLAVE ). دراین حال فرکانس نوسان ساز داخلی باید کمتر از فرکانس CLOCK خارجی باشد ( بطور نمونه 10 تا 20% ).

عملکرد فرکانسی مانند شکل ( 18-5 ) توسط دو مقاومت RA و RB و یک خازنCT

شکل ( 18-5 ) نحوه اتصال قطعات نوسان ساز

در دو حالت کار عادی و STANDBY قابل تنظیم است. خازن از طریق RA و RB در حالت نرمال و از طریق RA در حالت STANDBY ( با خاموش شدن ترانزیستور Q1 ) شارژ می شود. روابط فرکانس در حالت نرمال و STANDBY بصورت زیر است:

Fosi = 1/[Ct×[0.693×(RA||RB)]+Kt]

Fsb = 1/[Ct×(0.693×RA)+Kt]

Kt = 90 ( V15 = Vref ) Kt = 160 ( V15 = GND/OPEN )

باید توجه داشت که نسبت Fosi/Fsb نبایستی بیشتر از 5.5 شود.

زمان مرده مدار نیز از رابطه زیر حاصل می شود:

+(Kt×Ct) Td = 30×

کنترل زمان وظیفه در این PWM با اعمال ولتاژی بین 1 تا 3 ولت به پایه 3 ( DC ) صورت می گیرد. به شکل ( 18-5 ) توجه کنید. ماکزیمم زمان وظیفه بین صفر تا Dx ( که توسط پایه 15 تعیین می شود ) می تواند باشد. با باز گذاشتن این پایه داریم: Dmax = Dx رابطه ولتاژ پایه 3 بصورت زیر است:

V3 = 5-

Dmax از مقایسه بین V3 و شکل موج نوسان ساز داخلی معین می شود. در صورت استفاده از یک سیگنال خارجی برای همزمانی داریم:

V3 = 5-4×exp[-Dmax/[Rt×Ct×Fexternal]]

Dx با ولتاژی که به پایه 15 ( DC-LIM ) داده می شود تعیین می شود و فرمول آن بصورت زیر است:

Dx = Rt/(Rt+230)

اگر این پایه بجای وصل شدن به Vref به زمین وصل شود یا مدارباز باشد داریم:

Dx = Rt/(2Rt+260)

تقویت کننده خطا دراین IC دارای SLEW RATE بالایی بوده و جبران سازی نیزبین پایه 5 ( Vfb ) این تقویت کننده و پایه 6 ( Comp ) صورت می گیرد.

عملکرد راه اندازی نرم دراین تراشه توسط اتصال خازنی به پایه 7 ( SS ) صورت می گیرد. خازن تا حداکثر ولتاژ V 7 شارژمی شود. دراین مدت خروجی تقویت کننده خطا ( E.A ) بصورت خطی واز صفر شروع به بالا رفتن می کند تا به یک حالت پایدار که توسط حلقه فیدبک تعیین می شود برسد. ماکزیمم زمان راه اندازی نرم ( معمولا درحد میلی ثانیه ) بصورت زیراست:

Tss = (3Rs×Ipeak)/(Issc×Css)

در این رابطه Ipeak جریان پیک مقاومت حس کننده جریان و Issc منبع جریان داخلی IC برای شارژ خازن راه اندازی می باشد. در حالتی که ولتاژ پایه 13 ( Isen ) بیشتر از1.2 ولت گردد ( حالت HICCUP نامیده می شود ) تراشه خاموش گشته و خازن راه اندازی نرم وقسمت راه اندازی باعیب ( FAULT S.S ) شروع به کار می کنند. شکل ( 19-5 ) نمودار زمانی این حالت را نشان می دهد.

در دیاگرام داریم:

Thic = 4.5×[1/Issc+1/Issd]×Css

کارکرد بخش UVLO دراین IC برای ولتاژهای OFF و ON ( V 10–V 15 ) و توسط تر یگراشمیت داخلی PWM صورت می گیرد. همانطور که در شکل ( 17-5 ) نشان داده شده است دیود زنر V 25 از اعمال ولتاژهای بیش از حد به تراشه جلوگیری می کند.

بخش خروجی IC قابلیت درایو کردن ترانزیستورهای BJT با پیک جریان A 1.6 برای برون دهی و A 2 برای درون دهی ( SINK ) را دارد. درایو ترانزیستورهای MOSFET قدرت با جریان A 1 نیز امکان پذیر است. تراتزیستورهای خروجی از یک زوج دارلینگتون ( بصورت NPN ) ویک ترانزیستور VDMOS بصورت توتم پل تشکیل شده اند. بنابراین نیازی به استفاده از دیود در پایه 10 ( OUT ) جهت جلوگیری از منفی شدن ولتاژ این

شکل ( 19-5 ) نمودار زمانی عملکرد HICCUP

پايه نیست. وجود دیودزنر V 13 دربیس BJT و GATE ترانزیستور MOS امکان بکارگیری ولتاژهای بالاتر در پایه 9 ( Vc ) را بدون خطر آسیب دیدگی موجب می شود. در شرایط UVLO پایه 10 در ولتاژپایین نگهداشته می شود.

پایه 11 ( PGND ) زمین قدرت مدار می باشد وپایه 12 ( SGND ) نیز زمین سیگنال بوده و تمام اتصالات بخشهای خارجی به این پایه متصل می گردند.

قابلیت کنترل و محدود کردن جریان در این PWM با اتصال یک مقاومت حس کننده جریان Rs بین پایه 13 ( Isen ) و زمین صورت می گیرد. در صورتیکه ولتاژ پایه 13 به V 1.2 برسد IC غیرفعال می گردد وبنابراین داریم:

Imax = 1.2 (V)/Rs

درحالت حس جریان نیز رابطه ای به شکل زیر داریم:

Ip = (Vcomp-1.4)/3Rs

شکل ( 20-5 ) شمای داخلی قسمت حس جریان

در فرمول فوق Vcomp ولتاژ خروجی تقویت کننده خطا است.

برای مصونیت درمقابل نویز ( بطور عمده اسپایکهای موجود در لبه شکل موج جریان حس شونده ) یک فاصله خالی به مدت ns 100 بصورت نشان داده شده در شکل ( 20-5 ) برای کاهش یا صاف کردن خروجی فیلتر RC بکاربرده شده بعداز مقاومت Rs (جهت کاهش اسپایک جریان ) بسیار مفید واقع می شود.

ازطریق پایه 14 ( DIS ) و با اعمال یک ولتاژ بیشتر از V 2.5 می توان تراشه را غیر فعال کرد. برای RESTART کردن تراشه می بایست ولتاژ پایه 8 ( Vcc ) زیر آستانه UVLO کشیده شود. ازاین پایه برای حفاظت در مقابل OVERVOLTAGE نیز می توان بهره گرفت.

عملکرد حالت STANDBY انتخاب بهینه ای برای مبدلهای فلای بک می باشد. این عملکرد در شرایط کم بار وبا کاهش فرکانس نوسان ساز داخلی رخ می دهد. این حالت با افزایش بار از یک آستانه معین از بین می رود. شکل ( 21-5 ) نمودار و دیاگرام این حالت را نشان می دهد.

شکل ( 21-5 ) دیاگرام حالت STANDBY در تراشه